制造业PMI回落反映经济结构调整

了解E类放大器如何在射频频率下提高D类放大器的效率。

为了使D类放大器提供高效率，它需要相对于工作频率非常快的开关。随着我们向越来越高的频率发展，这变得越来越具有挑战性。在D类射频放大器中，开关间隔可能占据工作周期的相当大一部分。寄生电容的损耗也随着频率的增加而增加，这带来了另一个问题。

E类功率放大器有效地克服了这些挑战。与D类放大器一样，这些是开关模式放大器。然而，它们的负载网络是专门设计的，以最大限度地减少开关损耗，并将能量从分流器（晶体管输出）电容引导到负载。在本文中，我们将讨论E类放大器的设计如何避免高频D类操作的陷阱。

D类和E类电路的对比

考虑图1所示的互补电压开关D类放大器。

互补电压开关配置，节点A的寄生电容由Cp建模。

图1.互补电压开关配置，节点A的寄生电容由Cp建模

在上图中，Cp对晶体管的寄生输出电容进行了建模。晶体管在交替的半周期内导通和截止，导致节点A处的电压在VCC和地之间切换。每当发生转变时，Cp的充电和放电都会导致一些能量在开关的导通电阻中以热量的形式消散。

例如，对于从VCC到地的转换，晶体管Q2导通并释放最初存储在Cp中的电荷。这会消耗Q2导通电阻中的一些能量。Cp充放电损失的总功率为：

方程式1

其中f是放大器的开关频率。

D类放大器的操作涉及Cp的充电和放电，但存储在电容中的能量不会传递到负载。事实上，Cp的值根本不会影响输出射频功率——它从电源中获得的功率会因热量而损失。

相比之下，图2显示了最简单的E类放大器的电路示意图。

低阶E类放大器示意图。

图2.低阶E类放大器示意图

该电路中的晶体管被驱动以充当开关。RF扼流圈（L1）提供到电源的DC路径，并在RF处近似开路。L0和C0形成将负载连接到晶体管集电极的串联调谐电路。

晶体管和C0之间是分流电容（Csh）。分流电容包括在输出端添加的电容器和设备输出寄生电容。与D类放大器不同，存储在该电容中的能量不会以热量的形式消散，而是被引导到负载。

正如我们将在本文稍后看到的，Csh在E类放大器的操作中起着关键作用。然而，在我们开始之前，我们需要了解有限切换速度的问题。只有到那时，我们才能准备好讨论E类功率放大器如何处理这个问题。

缓慢上升和下降时间对开关模式操作的影响

当开关的驱动信号理想时，它们近似于具有锐边的矩形波形。为了更准确地反映实际情况，我们应该假设开关电流和电压波形是梯形而不是矩形。如图3所示。

实际开关的电流（顶部）和电压（底部）波形呈现非零过渡间隔。

图3.实际开关的电流（顶部）和电压（底部）波形呈现非零过渡间隔

要理解图3中的波形，请回想开关模式功率放大器背后的基本思想，即将晶体管作为开关而不是电流源操作可以提高效率。理想的开关不消耗功率，因为其电压和电流的乘积始终为零。开关打开时，没有电压降；当开关关闭时，它没有电流流动。由于晶体管不消耗功率，开关模式功率放大器的理论效率可以接近100%。

然而，在实践中，晶体管不会瞬间改变状态。在开关间隔期间，开关两端的电压和通过开关的电流都是可感知的。对于非零IV乘积，功率在晶体管中耗散，降低了放大器的效率。

E类放大器通过策略性地在时间上移动电压和电流切换转换来防止这种情况。理想情况下，即使开关转换占RF周期的很大一部分，这也会导致晶体管中的零功耗。时序偏移是通过仔细设计负载网络实现的，包括设备输出端的分流电容（图2中的Csh）。在接下来的部分中，我们将研究这种设计如何在关断和接通转换期间消除开关损耗。

消除开关关断损耗

具有纯电阻负载的电路将具有图3所示的开关电压和电流波形，其中开关电流的变化转化为开关电压的瞬时和成比例的变化。然而，如果我们在负载网络中添加分流电容器，我们可以预期开关电压和电流波形的边缘之间会有一些延迟。这是因为电容器两端的电压变化（ΔVc）与电容成反比，如方程式2所示：

方程式2

对于给定的电流（I），额外的电容（C）在给定的时间间隔（Δt）内减小ΔVc。因此，我们可以通过选择足够大的分流电容器来产生所需的定时偏移。

图4显示了添加时间延迟如何影响图3中的波形。

通过将集电极电压的上升延迟到开关电流减小到零之后而产生的波形。

图4.通过将集电极电压的上升延迟到开关电流减小到零之后而产生的波形

在图4中，电压和电流波形的非零部分在开关的ON到OFF转换期间（T1和T3间隔）不重叠。因此，在关闭转换期间，我们有IV=0，导致零功率损失。然而，T2间隔周围的重叠——从OFF到ON的转变——实际上增加了。

很明显，仅仅引入延迟不足以消除两组转换期间的开关损耗。为了了解E类放大器如何在OFF到ON转换期间消除开关功率损耗，我们需要检查开关处于OFF状态时的电路。

消除开关接通损耗

图5显示了开关关闭时E类放大器的负载网络。

开关断开时E类放大器的负载网络。

图5.开关断开时E类放大器的负载网络

在开关关闭后，E类放大器的负载网络作为一个阻尼二阶系统运行，其电感器（L0）和电容器（C0和Csh）中存储了一些初始能量。虽然在这个半周期内没有向负载网络施加输入，但系统中存储的初始能量会导致瞬态响应。由于RL耗散能量，瞬态响应最终消失。

为了深入了解负载网络的响应，让我们使用图6中的LTspice示意图。请注意，该电路的初始条件和元件值都是任意选择的。

LTspice原理图，用于检查具有某些初始条件的串联RLC电路的响应。

图6.LTspice原理图，用于检查具有某些初始条件的串联RLC电路的响应

从我们的电路理论课程中，我们知道元件的值会导致三种不同类型的瞬态响应：

过阻尼。

临界阻尼。

欠阻尼。

图7显示了三个不同RL值下电容器（C1）两端电压的时间响应，使我们能够检查所有三个阻尼水平。

串联RLC电路对R_L=10、20和30欧姆的响应。

图7.串联RLC电路对RL=10Ω、20Ω和30Ω的响应

虽然响应的形状取决于组件值，但RL的存在确保了最终的电容器电压为零。如果功率放大器中开关的OFF半周期足够长，当开关接通时，电容器电压实际上会降低到0V。与图4所示的假设情况不同，这会自动消除OFF到ON转换期间开关电流和电压波形之间的重叠。

图8显示了E类放大器的典型（尽管不是理想）开关波形。

E类放大器的典型开关电流（顶部）和电压（底部）波形。

图8. E类放大器的典型开关电流（顶部）和电压（底部）波形

总结

为了获得最佳性能，E类放大器中的负载网络应设计为产生临界阻尼响应。我们将在以后的文章中讨论其原因。然而，在此之前，我们将研究E类功率放大器设计的理想开关电压和电流波形。我们还将讨论生成这些波形的实际约束。